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开关变压器发热？
引言
降低变压器的发热，不仅可以简化散热与风冷设计，降低散热成本，还可提高整机的效率与工作可靠性。
变压器温度过高常见的9个对策
对减少高频变压器工作时的发热与温升，我们熟知的常用方法措施有：
1选择合适的磁芯、骨架的形状类型，以EER35-42与EE40这两种造形结构的磁性材为例， 两者可用功率相近，但在相同输出功率使用时，由于EER35-42无论线包还是铁氧体的热交换表面积比EE40更大，所以工作时的温升明显要比EE40来得更低些。
2选用高性能低损耗的高频铁氧体磁芯材料，合理选取铁芯在对应工作频率Fs下的磁摆幅 ΔB。
3 合理选取绕组导线电流密度J，当然不仅仅是DC电流密度，更重要的是其AC电流密度。
4绕组线材类型的合理选取，如多股并联、里兹线、铜箔等，就比同等截面积的单根漆包线有更低的高频交流阻抗。
5线圈绕制结构改进与分布参数的有效控制，有双线并行绕法（增强互感）、层间“Z”型绕 法（减小层间压差）、分段绕法（减少分布电容、降低AC阻抗）、P/S“三明治”交叉换位（减小漏感）、P/S多槽交叉换位绕法等等。
6防止磁路气隙处漏磁通引起的损耗发热，可限制气隙间距，或采用特种气隙结构，使气隙远离绕组线包等等。
7单个变压器分散成多个变压器组合。如EE55C（21mm厚）分开为两个EER49，同样输出功率，同样散热条件，温升至少可以下降摄氏10度以上。
8强制空气对流散热（风冷）。
9液（油）冷散热。
以上第1条至第7条所讲的是一些为大家所熟知的， 也是行之有效的常用方法。而第8第9则是指散热方法。
当然，也见到过一些较为特别的散热构造方法，如将绕组铜箔既做绕组导线用，引出至线包外又做散热片用，将两者功能合二为一的设计方法；也有将低感量大电流的滤波电感绕组导线做成类似散热器造形的“多表 面积”结构，同时即置于磁路中，又处于风道中，有利与热交换，也大大改善了“集肤”效应，见图片…等等。
理论与实践解析高频变压器发热机理与对策
然而在设计实践中，往往会遇到已做足了上述的各个环节的功夫，但变压器工作时的发热还是减不下来的情形，此时说明还存在一些容易被忽视的、会导致变压器发热的其它相关因素存在。
当遇到变压器设计已“没啥问题”而工作温度却又降不下来时，我们已有必要把目光从变压器转移到外围电路的 “器件特性”上来，其实来自外围器件引起的“与变压器互为 作用”而导致的工作温升过高，在变压器发热的因素中也占有相当的比重，毕竟对整个电源而言，原边开关管也 好，副边整流管也好，吸收补偿也好，谐振回路（电感或电容）也好，甚至PFC及滤波电容，PCB布线等，与变压器都同属一个整体，其工作状态必定会是相互关联又互相影响的，只是影响作用的强弱而已。
其中对变压器工作温升影响最大的是副边整流(续流)二极管的反向恢复特性，以常见大功率电源为例（也不难分析小功率反激副变整流二极管的工作状况），无论是桥式拓扑副边的两个全波整流二极管，或是正激拓扑的整流与续流二极管，在反向恢复期内都会产生瞬时共态导通现象，从而在漏感上引起幅度递减的正弦（有时并非完全是正弦）尖峰振荡，这个比开关频率高得多且有较高电压峰值的振荡波会在原副边之间相互耦合，额外地使线包、磁芯的各种损耗增加， 尤其是与频率成指数比例关系的损耗，增加得更为明显。因为在二极 管“共态导通”瞬间的 第一个尖峰波时段内，原边励磁电感量下降到了接近于：“短路副边测得原边的漏感值”，如遇处理不当，则原边的 瞬时峰值电流将超过正常工作时的数倍至十数倍！这时磁芯的磁摆幅 △B 将增大，绕组导线的高频电流密度也急剧增加，在过后的衰减振荡过程里，虽然损耗是递减的，但整个尖峰衰减振荡是随着工作频率周而复始地产生的，所以就不难想象会使线温、铁温升高不少。当然这种尖峰对电源的可靠性也会带来不利影响。
为了有效减低二极管反向恢复引起的尖峰振荡，采用原边串一小电感量的电感，并用二极管进行箝位（图2、图4）来达到“零电流”开通是常见惯用的方法，桥式、正激都有应用，对改善这种开关管导通时的反向恢复尖峰很有帮助，对降低变压器的工作温升也效果明显。但处理不当时，这一附加电感的无 功“吞吐”在箝位二极管上也会引起一种新的尖峰振荡，同时也会与开关管结电容（或谐振电容）、变压器分布参数发生新的“ 谐振”，使原边“附加”新的高频环流….无论在硬开关或移相谐振 软开关中都可能会遇到这个问题，因此选取最佳附加串联电感的参数，就不是一件简单的事情了，有时往往许要通过实测来修正。当然要有效降低开关管导通时的“尖峰振荡”，一般还会采取在二极管上并RC吸收、引脚上套饱和磁珠、合理选取开关管栅极电阻等组合措施。
曾用一个双管正激48KHz3KW的实验电源做过对比测试，采用同一个变压器，不同的尖峰吸收措施，起始温度都相同，见其电压尖峰波形分别如图5、图6，在相同环境无风冷条件下满载工作2分钟后再测变压器线包的温升，结果图6波形要比图5波形低5~6度！如为长时间连续工作状况，则两种波形时的温升差别之大就不难想象了。
需要特别提一下的是，用增加变压器漏感的方法来改善“原边开关管导通时的尖峰振荡”在大多数情况下会是得不偿失的，例如在正激拓扑中，因漏感储能最终将在“开 关管关断瞬间以反激方式释能”，此时对图1、图2中的副边D3与原边DQ1、 DQ2、D1、D2而言（不难推断出桥式 图3图4的情况），又将出现关断尖峰振荡，漏感储能越大，则关断尖峰越高，对降低变压器工作温升一样不利。
对二极管的关断尖峰振荡，一般可用原边加RC或 RCD缓冲加以吸收。在前述的48KHz3KW实验电源中试 验增加恰当的RCD缓冲吸收电路，对改善开关管关断时出现的“二极管尖峰振荡”具有较明显的作用效果。对有无RCD缓冲吸收电路（图1图2中的R1、C1、DR1及R2、 C2、DR2）做无风冷满载工作2分钟后的实验测试表明， 绕组线包温升相差达摄氏6~7度！（环境温度为25度时）。
需要说明的是，增加RCD后对变压器温升的改善也可能不仅仅完全是对二极管关断尖峰振荡抑制所起的作用， 可能还有一些其它未曾搞清的因素存在。另外，在电路中增加RCD缓冲属“有损”尖峰吸收方法，因此也有人把它的作用看做是一种能量转移消耗，只是把变压器与开关管的发热转移到了R上，其实这种说法是片面的，不能完全这样认为，这种限制du/dt 的吸收电路如做得“恰到好处”则会带来整体性（降低开关管、整流管的温升，提高可靠性，改善EMI等等）的改善，其利远大于弊，题外话了。
介绍一个80KHz500W双管正激电源的设计实例，采取的措施有：P/S原副多重交叉换位串并绕制方法，使变压器漏感减小到0.2%以下，适中的磁芯磁摆幅△B，用调整气隙方法修正了的变压器原边谐振频率Fr，副边采用肖特基整流，同时将肖特基的工作电流降低至标称额定值的1/10，以进一步改善其恢复特性，整流与续流二极管并RC尖峰吸收，输出滤波电感采用纯线性电感，并优化了PCB布线，以及MOS管栅极 驱动参数，这时满载工作的变压器电压波形的振铃几乎接近消失！整流二极管与续流二极管节点对地电压波接近标准方波， 毛刺较低见图9、图10，为满载实测波形。由于整机效率相对较高，所以工作时的变压器温升非常之低！
作为一个探讨性的话题，在外围器件导致变压器发热的机理中，对于二极管的反向恢复特性引起的这种发热机理而言较为“直接”而容易理解，也较易找到解决方法。
而实践告诉我们：引起变压器额外发热的因素还有很多，如变压器谐振频率Fr的高低…各种分布参数的影响…绕组结构差别…漏感大小等等…尤其是在全桥谐振拓扑中，有时气隙的微微变化，就会引起开关管及变压器的温升变化…这些导致发热的机理有时就不是那么容易“直 接”地理解了，有时实测波形的差别极小，而实测的工作温度差别却不小。
小结
对变压器各种性能的优化提高，是一个永恒的话题，由于篇幅与时间所限制， 在发热机理上还有很多未提及的议题内容就挪到日后慢慢讨论了。
当然，也很希望今天的话题能对大家的实际工作有所帮助，有所启迪。同时限于水平，以上的观点论述错误在所难免， 欢迎大家批评指正，谢谢大家！
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